1、驅動電源拓撲結構和控制方式

　　LED需要的驅動電源，由交流電整流后再直直變換得到，整流電路通常采用二極管橋式整流并用電解電容進行濾波，這種方式功率因數(shù)比較低，對電網帶來較大的諧波污染，通過有源功率因數(shù)校正電路減小諧波對電網的污染，因此電源的拓撲結構要能夠較好的實現(xiàn)PFC，同時損耗也是需要考慮的重要因素，最后LED的電源通常都需要封閉起來，變換器的尺寸也受到限制。因此選擇的變換器應具有以下優(yōu)點：器件少，高效率，尺寸小。常用的有源功率因數(shù)校正的拓撲結構有BOOST，反激變換器，SEPIC等。BOOST變換器簡單，效率比較高，但是其只能實現(xiàn)升壓，適合于輸出電壓高于輸入電壓的場合，LED驅動電源需要升/降壓，因此不能選用BOOST。隔離型的反激變換器也可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正，輸出電壓既能升壓又能降壓，但是反激變換器中的變壓器只工作在第一象限，磁芯利用率不高，同時需要加上一些緩沖電路，變換器的效率不高，且電源尺寸大。而SEPIC電路的輸出可以實現(xiàn)升壓也可以實現(xiàn)降壓，而且相對反激變換器，SEPIC變換器的輸入電流是連續(xù)的，用于濾波的輸入電感體積小，且SEPIC不需要添加緩沖電路，可以減小電源的尺寸，提高電源的效率，所以選擇SEPIC電路作為驅動電路的拓撲結構。

　　圖1為基于SEPIC變換器的高功率LED照明電源主電路和控制電路簡圖。LED的亮度和流過LED的電流大小基本是成正比的，只要控制LED的電流大小就可以調節(jié)LED的亮度。圖1中C1上的電壓為經過橋式整流后的電壓，R1和MOS管串聯(lián)，采樣流過MOS管的電流，R2和負載LED串聯(lián)，采樣負載電流信號。

　　從圖1可以看出，R2對流過LED上的電流采樣，得到的信號和基準信號Vref進行比較，其誤差經放大器放大后，作為乘法器的一路輸入，用于控制LED的亮度，改變采樣電阻R2的大小，就可以改變LED的亮度。乘法器的另一路輸入為輸入端電壓的采樣信號，乘法器輸出結果再與MOS管和電感L1的電流采樣信號相比較，產生的PWM脈沖用于控制MOS管的開關，實現(xiàn)對負載電流和輸入電流的控制，最終完成LED亮度調節(jié)和功率因數(shù)校正。

　　2、SEPIC工作原理分析

　　根據流過D5的電流是否總大于零將SEPIC電路的工作模式分為斷續(xù)工作模式，連續(xù)工作模式（connuouscurrentmode，CCM）和臨界連續(xù)工作模式，采用BCM實現(xiàn)PFC。臨界連續(xù)模式下不同開關模態(tài)下的等效電路如圖2所示。下面分析中Ts表示開關周期，Ton，Td分別是一個周期內MOS管導通和二極管導通的時間。

　　1）工作模式一：MOS管開通

　　為MOS管導通時SEPIC電路的等效電路圖。在t=0時，MOS管Q導通，二極管D5截止，圖中把C1的電壓vc1作為電源電壓，這是一個經過二極管橋式整流后的脈動波，脈動波的峰值用VC1表示。由于開關頻率遠大于母線頻率，因此在一個開關周期內母線電壓可以認為是不變的，即認為C1上的電壓vc1是恒定的，輸入為一個直流信號。這時形成兩個回路：第一個是電源C1，L1和Q回路，在vc1的作用下，電感電流iL1線性增長，電流波形如圖3（a）所示。第二個是C2，Q和L2回路，電感電流iL2線性增長，同時C3向負載供電，電流波形圖如圖3（b）所示。假設在t=0時刻流過電感L1電流和流過L2電流分別是iL1（0）和iL2（0），當Q導通時，加在L1的電壓為vc1，可以證明當C2大小選擇合適有vc2=vc1，則L2上電壓也為vc1?？梢缘玫?/p>

　　式中0≤t≤Ton。從以上3個式子和圖3都可以看出，當t=Ton時，iL1（t）和iL2（t）最大，這時MOS管關斷，工作模式一結束，MOS管上電流波形如圖3（b）所示。

　　2）工作模式二：二極管導通

　　圖2（b）為MOS管關斷時SEPIC電路的等效電路圖。當t=Ton時MOS管Q關斷，此時形成兩個回路，第一個是電源C1、L1、C2經過二極管D5到負載，電源和電感L1儲能同時向C2和負載饋送，C2儲能增加，而iL1減小;另外L2經D5至負載的回路，L2儲能釋放到負載，故iL2下降，電流波形如圖3（a），（b）所示。由于D5導通，加在L2上的電壓為－V0，其中V0為輸出電壓，同時C1上的電壓等于輸入電壓，所以加在L1上的電壓也為－V0，當iL1=－iL2時流過二極管D5的電流下降到0，二極管關斷，二極管電流波形如圖3（d）所示。這時MOS管Q就導通，電路工作在臨界連續(xù)模式。根據以上分析，二極管導通階段可以得到

　　通過選擇合適的R3，R4，C4和C5值調節(jié)控制環(huán)路補償參數(shù)，使得本電源的整個控制環(huán)路的帶寬小于20Hz而低于線電壓頻率，補償器的輸出可以被認為在1/2個工頻周期內是恒定的，因此MOS管的峰值電流與線電壓成正比，MOS管的峰值電流也是正弦曲線，正弦曲線的峰值用Ipk表示，可以得到MOS管電流的峰值。

　　在臨界連續(xù)模式下，根據式（1）和式（2）可以得到

　　其中ton（t）為半個工頻周期范圍內每個開關周期中MOS管導通時間。當MOS管Q導通時，根據式（3）可以得到流過MOS管的峰值電流為

　　通過式（12）可以看出，當SEPIC電路工作在臨界連續(xù)模式時，在一定的輸入電壓和負載條件下，MOS管的開通時間是固定的。根據L1，L2上的伏秒平衡可得td（t）=Tonvc1（t）/V0，可以得到MOS管的開關頻率為

　　可以看出來，臨界連續(xù)的SEPIC電路的開關頻率是隨著輸入電壓變化的，這和工作在恒定開關頻率的DCM是不同的。

　　考慮到電路工作在臨界連續(xù)模式下，MOS管剛開通時流過MOS管的電流為0，根據C2上的安秒平衡可以得到

　　是理想的正弦波，功率因數(shù)為1。同時當K很小的時候，可以使功率因數(shù)接近1。

　　3、SEPIC電路參數(shù)和實驗結果

　　實驗中具體電路參數(shù)為：輸入電壓幅值范圍：AC85～265V;L1=1.4mH;L2=0.45mH;C1=10nF;C2=0.47μF;C3=680μF;LED為20個高亮白光LED串聯(lián)?？刂骗h(huán)路補償器件參數(shù)：R3=22kΩ;R4=27kΩ;C4=1μF;C5=33nF。輸出電流：350mA。功率因數(shù)：0.9以上。輸出電壓紋波：《5%。

　　圖4所示為輸入電壓和輸入電流的相位關系。圖中輸入電壓為經變壓器降壓后的電網電壓。通過圖4可以看出，輸入電流與輸入電壓相位相同，輸入電流很好的跟隨輸入電壓，實現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

　　圖5所示為經過二極管橋式整流后的輸入電壓，MOS管的驅動電壓，電感L1和電感L2上的電流波形圖，其中圖5（a）為全局圖，圖5（b）和圖5（c）為局部放大圖。

　　從圖5（a）可以看出，電感L1和電感L2上的電流波形的包絡線是正弦交流電壓的正半周。圖5（b）和圖5（c）的實驗波形和圖3的理論分析得到的

　　通過圖5（b）和圖5（c）比較可以看出，MOS管的導通的時間是恒定的，關斷時間是可變的，開關頻率也是可變的，這也是和DCM的控制的一個區(qū)別。

　　圖6所示為經過二極管橋式整流后的輸入電壓，輸出電壓紋波和輸出電壓的關系，可以看出當輸出直流電壓為65V時，紋波電壓峰峰值為2V，輸出紋波約為3%，輸出紋波較小。

　　圖7為不同的輸入電壓時，SEPIC變換器的功率因數(shù)和效率曲線。可以看出，在一定的輸出電壓條件下，輸入電壓變高，功率因數(shù)在逐漸變低，這個結論和以上對SEPIC工作在臨界連續(xù)模式下，功率因數(shù)和輸入電壓關系的理論分析是一致的。雖然電壓高時，功率因數(shù)有所下降，但是都在0.95以上，達到了功率因數(shù)校正的目的，并且整個電源效率高達92.3%。

　　4、結語

　　本文介紹了一種用于LED照明的高功率因數(shù)電源的設計，電源主電路拓撲采用SEPIC變換器，利用單級變換器實現(xiàn)功率因數(shù)校正，使用的器件少，損耗低，電源體積小;反饋控制簡單，能對輸出電壓進行升壓和降壓控制和對輸出電流進行控制，實現(xiàn)對LED的亮度控制。文中首先從理論上證明了SEPIC變換器工作在臨界連續(xù)模式時可以實現(xiàn)功率因數(shù)校正，分析了功率因數(shù)值和輸入輸出電壓比的關系，然后通過實驗結果證明輸入電壓在85～265V之間功率因數(shù)值都在0.95以上，達到了功率因數(shù)校正的目的，并可以對輸出電流進行控制，實現(xiàn)對LED亮度的控制，整個電源的效率高達92.3%。