典型的 OBC 架構(gòu)具有一個雙向前端 AC-DC 級，后跟一個為高壓電池充電的隔離式雙向 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。設(shè)計人員必須滿足整個電網(wǎng)和電池電壓范圍的性能、效率和功率密度目標(biāo)。對于交流-直流級，圖騰柱 PFC 是解決方案。充電算法在 DC-DC 階段實現(xiàn)。 DC-DC 以高頻進行開關(guān)，即使使用寬帶隙器件，也需要雙向軟開關(guān)的拓?fù)洹?/p>

相移全橋是一種合適的拓?fù)?，但存在零電壓開關(guān) (ZVS) 范圍有限、ZVS 占空比丟失、次級器件緩沖器等問題。雙有源橋也可與 ZVS 一起工作，但具有性能用于固定輸出。對于高功率，諧振轉(zhuǎn)換器是，因為它們即使在高頻下也能在所有設(shè)備中提供軟開關(guān)且具有低 EMI。其他附加優(yōu)點包括元件數(shù)量少、利用變壓器漏感進行諧振以及無需緩沖器/鉗位電路?；?MOSFET 的整流器使轉(zhuǎn)換器具有雙向功能。本文介紹了 LLC 和 LLC 派生轉(zhuǎn)換器的 OBC 設(shè)計挑戰(zhàn)。

OBC 的 CLLLC 面臨的挑戰(zhàn)

具有固定 [1] 和可變直流母線電壓 [3]、[4] 的 CLLLC 已被證明是一種有吸引力的雙向 DC-DC 拓?fù)?。但這些拓?fù)湓?OBC 中使用時會帶來一些挑戰(zhàn)，本節(jié)將對此進行介紹。

輸出調(diào)節(jié)和損耗 – 固定直流鏈路

對于 OBC，通過改變開關(guān)頻率來支持寬輸出范圍。不同開關(guān)頻率下的諧振回路電流如圖 2.1 所示。對于所有情況，初級器件的 ZVS 導(dǎo)通都是可以實現(xiàn)的，但關(guān)斷卻很困難。

不同開關(guān)頻率的諧振回路電流

圖 2.1：不同開關(guān)頻率下的諧振回路電流

開關(guān)頻率增加到諧振以上，以支持低電池電壓下的充電。諧振周期被下一個半周期打斷，初級 MOSFET 會關(guān)閉并產(chǎn)生更高的電流和損耗。由于提供了輸出電流，整流器中的傳導(dǎo)損耗與標(biāo)稱輸出保持相同。整流器二極管是硬換向的，這會增加 EMI。

通過切換到諧振以下來獲得升壓作用。諧振周期完成，儲能電流等于磁化電流，直到周期結(jié)束。磁化電流和關(guān)斷損耗較高，但在一定程度上可以通過較低的頻率進行補償。即使在輕負(fù)載下，電橋中的循環(huán)磁化電流也會導(dǎo)致高傳導(dǎo)損耗。整流電流不連續(xù)，要求輸出濾波電容值較高。 [1] 6.6kW、[2] 3.5kW 和[3] 6.6kW 充電模式的實驗結(jié)果顯示了不同輸出電壓下的效率趨勢。發(fā)生諧振操作時的輸出效率處于峰值。放電模式的行為也保持相同。對于較低電壓，所有 3 種情況的效率都很低。即使對于 [1] 中的 SiC 和 [3] 中的 GaN 設(shè)計，電池電壓和標(biāo)稱電池電壓下的效率差異也大于 1%。

組件尺寸 - 可變直流鏈路

[3] 和 [4] 中的可變直流鏈路方法對于維持諧振周圍的電路運行非常有吸引力。在整個電池電壓范圍內(nèi)，效率接近 98%。 [3] 中直流母線電壓從 520V 變化到 840V，以保持 DC-DC 級諧振。

可變直流鏈路對 PFC 級的影響

PFC 級設(shè)計用于 840V 輸出，即使在 LF 腿中，SiC 也是合適的器件。 840V 下的高 dV/dt 在布局和元件選擇時需要特別注意。共模電流可以通過隔離電容進入控制電路。必須使用具有非常高 CMTI 的隔離柵極驅(qū)動器和隔離放大器，這會增加成本。 EMI 水平也會上升，輸入端需要重型濾波器。

升壓 PFC 電感取決于輸出電壓

如果需要限制 ΔL-max，則 840V 輸出的電感值會更高。為了保持較低的損耗，必須通過增加磁芯尺寸來減少磁芯中的磁通擺幅。還優(yōu)選的是在起始繞組和末端繞組之間沒有重疊的單層繞組。所有這些因素都會增加電感器的成本和尺寸。

PFC 輸出電容器組受支持的電壓的嚴(yán)重影響。市售的咬接式電解電容器在 450V 時具有高電容和紋波電流，適用于 400V 輸出應(yīng)用。在[5]中，4個直徑為35mm的680uF 450V電容器并聯(lián)，用于400V輸出的6.6kW PFC。在[6]中，電容器組由20個電容器的串并聯(lián)組合而成，每個電容器的額定值為220uF 400V，比固定直流輸出類型多消耗32%的PCB面積。進一步串聯(lián)需要電壓平衡網(wǎng)絡(luò)。電容器的額外尺寸可補償整個電池范圍內(nèi)通過諧振和軟開關(guān)現(xiàn)象在 DC-DC 級中實現(xiàn)的功率密度增益。

快速開關(guān) SiC 電橋需要一個非常小的功率環(huán)路，該功率環(huán)路通過緊密放置的 MLCC 去耦電容器實現(xiàn)，這些電容器可與 X7R 電介質(zhì)一起使用。電容對偏置電壓有很大的依賴性。對于 1kV 100nF 部件，在 400V 以上運行時電容降至 30nF 以下。這需要并聯(lián)電容器并增加成本和 PCB 面積。

輸出軟啟動和短路保護

輸出軟啟動對于限制負(fù)載和未充電濾波電容器消耗的啟動電流至關(guān)重要。對于軟啟動，一些模擬控制器以諧振頻率的倍數(shù)的初始頻率開始運行，從而將初始輸出電壓保持在較低水平。在[8]中，提出了一種的啟動軌跡控制，確保啟動期間的電流應(yīng)力在設(shè)備可承受的水平之內(nèi)。然而，較高頻率啟動時的熱應(yīng)力仍然是一個令人擔(dān)憂的問題。

簡單的過流或短路保護方法是在過流檢測時增加開關(guān)頻率和感抗。這樣做會增加開關(guān)損耗，并且冷卻系統(tǒng)可能不足以防止熱故障。另一種方法是對初級器件使用 PWM 或占空比控制，這會中斷諧振周期和電流。這種方法會導(dǎo)致器件失去 ZVS，并且很容易因熱應(yīng)力而發(fā)生故障。在[8]中，啟動的軌跡控制方法進一步擴展到短路檢測，并采用打嗝模式來減少熱應(yīng)力。然而，短路檢測基于負(fù)載電流感測，并且延遲可能會導(dǎo)致短時間內(nèi)器件電流應(yīng)力較高。 [7] 中提出了一種過流鉗位方法，該方法在短路情況下也能很好地工作。該方法提供了類似于非隔離 DC-DC 轉(zhuǎn)換器中的逐脈沖電流限制的電流限制。 CLLLC 轉(zhuǎn)換器的派生保護電路如圖 2.2 所示。

具有過流保護的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器

圖 2.2：具有過流保護的 CLLLC 轉(zhuǎn)換器

POS 和 NEG 端子連接到穩(wěn)定的穩(wěn)壓電源，是直流鏈路。額外的鉗位變壓器和二極管在正常工作期間不起作用。在過流的情況下，電容器Crp電壓上升，當(dāng)它穿過POS和NEG之間的反射電壓時，電容器電壓被鉗位，從而鉗位初級電流。鉗位變壓器漏感和直流電阻會導(dǎo)致計算電流鉗位水平與實際電流鉗位水平之間的差異。對于變頻運行，變壓器應(yīng)設(shè)計為頻率。寬頻率操作使得固定鉗位電流點變得非常困難?？勺冎绷麈溌贩椒ǖ念l率變化較小，但沒有用于鉗位的調(diào)節(jié)電壓。此外，由于柵極信號不平衡或器件開啟時間變化，Crp 上的小直流電壓含量可能導(dǎo)致保護電路發(fā)生故障。過流限制仍然是一個設(shè)計挑戰(zhàn)。

輸出紋波及可控范圍

在 OBC 中，電池電壓和電流紋波含量，尤其是雙線頻率，有指定的限制。開關(guān)頻率在工作點附近進行少量變化或調(diào)制，以限度地減少線路頻率紋波。當(dāng)采用數(shù)字控制時，頻率增量/減量有限制。在較高頻率下，調(diào)制分辨率可能不足以減少紋波。工作頻率應(yīng)較低，以使紋波消除有效。但較低的頻率對轉(zhuǎn)換器尺寸有嚴(yán)重影響。另一種選擇是在輸出處添加 LC 濾波器，但濾波器的尺寸會很大，因為預(yù)期的截止頻率與電網(wǎng)頻率相關(guān)。

結(jié)論

具有現(xiàn)代寬帶隙器件的諧振轉(zhuǎn)換器可以幫助設(shè)計人員實現(xiàn)高頻下的高效設(shè)計。文獻中描述了基于具有固定和可變直流母線電壓的 LLC 轉(zhuǎn)換器的流行諧振轉(zhuǎn)換器配置。本文簡要介紹了這些轉(zhuǎn)換器配置對系統(tǒng)級的影響?；诠潭ㄖ绷骶€路和可變直流鏈路的設(shè)計在整個系統(tǒng)上都有各自的缺點。